Un nuevo método de alimentación planar de antena de varilla dieléctrica usando resonador dieléctrico

Scientific Reports volumen 13, Número de artículo: 9242 (2023) Citar este artículo

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Detalles de métricas

Este artículo propone un nuevo método para excitar ondas superficiales en antenas de varilla dieléctrica utilizando antenas resonadoras dieléctricas. El método consiste en alojar una antena de resonador dieléctrico rectangular con una constante dieléctrica de 10,2 dentro de una antena de varilla dieléctrica cilíndrica hueca hecha de teflón. Al excitar los modos \({TE}_{111}^{y}\) y \({TE}_{113}^{y}\) de la antena del resonador dieléctrico, se puede lanzar una onda superficial a lo largo de la antena de teflón. tubo. Este método ofrece la ventaja de integrar la antena de varilla dieléctrica con circuitos planos, donde es deseable la máxima radiación en la dirección normal a la placa. En comparación con otros métodos de alimentación plana, esta técnica conduce a niveles inferiores del lóbulo posterior y del lóbulo lateral. Fabriqué la estructura propuesta y realicé pruebas para medir su desempeño. Los resultados medidos muestran un ancho de banda de impedancia del 22 % de 7,35 a 9,4 GHz y una ganancia máxima de 14 dB. Además, la eficiencia de radiación simulada de la antena propuesta en toda la banda es superior al 90%.

Las antenas de varilla dieléctrica son candidatas excelentes para su uso en la banda de ondas milimétricas debido a su amplio ancho de banda de impedancia, alta ganancia, patrón de radiación estable y alta eficiencia de radiación1,2,3. El uso mínimo de metal en la estructura de la antena contribuye a su alta eficiencia de radiación. En bajas frecuencias, estas antenas se utilizan como sistemas de alimentación de antenas reflectoras4, mientras que en el rango de ondas milimétricas se integran directamente con los circuitos. Se han realizado numerosos estudios teóricos y experimentales para comprender el mecanismo de trabajo y predecir las propiedades de radiación de estas antenas5,6. Debido a sus muchas características positivas en las bandas de frecuencia de ondas milimétricas y de microondas, se han vuelto ampliamente utilizados en diversas aplicaciones de telecomunicaciones7,8,9,10. Recientemente, se han introducido como antenas eficientes en terahercios y bandas ópticas para comunicaciones de interconexión en chip entre elementos de circuitos integrados11,12,13,14. Sin embargo, integrarlos con circuitos planos es un desafío ya que se requiere una estructura de guía de ondas no plana para excitar esta antena.

Las antenas de varilla dieléctrica se pueden excitar de varias formas, tanto con estructuras planas como no planas. Por ejemplo, en 15, se utilizó una guía de ondas electromagnética transversal cónica de dos hilos en forma de V para alimentar la antena de varilla dieléctrica. Aunque esta estructura de alimentación ha creado un amplio ancho de banda de impedancia, carece de la capacidad de integrarse en estructuras planas. En otro estudio16, se utilizaron una guía de ondas metálica cuadrada y una bocina cónica para excitar la antena de varilla dieléctrica. Además, se emplearon dos transiciones perpendiculares de microcinta a guía de ondas para excitar la guía de ondas, lo que resultó en la excitación de dos modos ortogonales en la guía de ondas. Se pueden encontrar varios otros trabajos en la literatura donde la excitación de varilla dieléctrica se realizó con guías de onda metálicas u otras redes de alimentación no planas; sin embargo, no se revisan aquí por brevedad17,18,19,20,21,22,23.

En ciertas aplicaciones, como estaciones base de onda milimétrica y radar automotriz, es necesaria una estructura de alimentación plana para excitar la antena. Este método permite una disposición más sencilla de la antena de varilla dieléctrica. Por ejemplo, en 24, los autores alimentaron la antena usando una ranura plegada en el plano de tierra. Sin embargo, este método tiene una aplicación limitada debido al lóbulo posterior en el patrón de radiación. En este artículo, compararemos este método de alimentación con nuestro método propuesto. Otros trabajos similares también han utilizado slot excitation25. Existen métodos alternativos de alimentación planar que dan como resultado un patrón de radiación al final del fuego26,27,28.

En nuestro trabajo, presentamos un enfoque novedoso en el que se utiliza por primera vez una antena de resonador dieléctrico (DRA) para alimentar la antena de varilla dieléctrica. Se coloca un DRA rectangular dentro de un tubo de teflón largo y se excita desde abajo por una abertura de ranura. El uso de DRA mejora el acoplamiento electromagnético de la línea microstrip a la varilla dieléctrica mientras minimiza la radiación de retorno de la antena. La diferencia clave entre este método y la alimentación por ranura radica en nuestra capacidad para optimizar los niveles de los lóbulos laterales y del lóbulo posterior del patrón de radiación.

El documento está organizado de la siguiente manera: en "Configuración de la antena" se presenta la configuración de la antena. En "Estudio paramétrico" se lleva a cabo un estudio paramétrico. En "Comparación con varilla dieléctrica alimentada por ranura", el método de alimentación propuesto se compara con el método de excitación por ranura informado anteriormente. En "Resultados de medición" se comparan los resultados medidos y simulados de la antena propuesta. Finalmente, en "Conclusión" se presenta la conclusión del trabajo.

La figura 1 muestra la geometría de la antena de varilla dieléctrica alimentada por resonador dieléctrico propuesta. Como puede verse, un DRA rectangular con dimensiones de \(a_{DRA} \times a_{DRA} \times h_{DRA}\) está alojado dentro de un largo tubo de teflón que juega el papel de una varilla dieléctrica. Los diámetros interior y exterior y la altura del tubo de teflón son \(d_{in}\), \(d_{out}\) y \(h_{ROD}\), respectivamente. Una abertura de ranura con dimensiones \(l_{s} \times w_{s}\) está grabada en el plano de tierra con el tamaño de \(L_{g} \times L_{g}\). La apertura de la ranura es excitada desde abajo por una línea de alimentación microstrip y se usa para acoplar la energía de la línea al DRA. La línea microstrip se imprime sobre el sustrato RO 4003 con un espesor de 0,508 mm y una constante dieléctrica de 3,55. El DRA está fabricado con material dieléctrico Rogers 6010, que tiene una constante dieléctrica de 10,2 y una tangente de pérdida de 0,0023.

Geometría de la antena propuesta, (a) vista 3D, (b) vista superior.

La banda de frecuencia operativa de la antena está determinada por los modos DRA y de ranura. Para determinar la frecuencia de resonancia de DRA, se puede suponer que el tubo de teflón no tiene un efecto significativo en la frecuencia de resonancia de DRA debido a su distancia del DRA. Por lo tanto, para calcular la frecuencia de resonancia de DRA, se puede utilizar el conocido método de guía de onda dieléctrica29,30 para calcular la frecuencia de resonancia de DRA rectangular. Para excitar el modo \(TE_{111}^{y}\) en DRA a una frecuencia de 8 GHz, las dimensiones de DRA se obtienen como aDRA = 7,1 mm y hDRA = 19,3 mm. Todos los parámetros de la antena están optimizados para lograr la mejor ganancia, nivel de lóbulo lateral, ancho de banda y nivel de lóbulo posterior. Los valores optimizados de estos parámetros se enumeran en la Tabla 1. Las simulaciones se realizan utilizando CST MW Studio 2022.

La figura 2a muestra el coeficiente de reflexión simulado de la antena propuesta. Se pueden ver tres resonancias en la curva del coeficiente de reflexión, que resultan de la resonancia de los modos DRA y ranura. Además, del diagrama de ganancia de antena que se muestra en esta figura, se puede ver que se ha obtenido una ganancia superior a 13 dB en el rango de frecuencia relacionado con la resonancia de los modos DRA. La Figura 2b muestra los diagramas SLL y de relación frontal-posterior (F/B), que indican un buen rendimiento de esta antena en el rango de frecuencia de 7,5 a 9,5 GHz. En particular, se puede ver que la relación F/B es muy buena, lo que indica una reducción significativa en el nivel del lóbulo posterior del patrón de radiación.

Los resultados simulados de la antena propuesta, (a) el coeficiente de reflexión y la ganancia de la antena propuesta, (b) los niveles de los lóbulos laterales en los planos XoZ y YoZ y la relación de adelante hacia atrás.

Antes del estudio paramétrico de la antena, tracemos las distribuciones de campo eléctrico en tres puntos de frecuencia asociados con los mínimos del diagrama del coeficiente de reflexión para determinar qué frecuencias están asociadas con la resonancia de los modos DRA y ranura.

Como se muestra en la Fig. 3a, a la frecuencia correspondiente al primer mínimo en el diagrama del coeficiente de reflexión, es decir, 7,1 GHz, la magnitud del campo eléctrico alrededor de la ranura es fuerte, lo que indica que la resonancia del modo está relacionada con el modo de ranura. . Además, en las frecuencias mínimas segunda y tercera del diagrama, es decir, 8,3 y 8,8 GHz, las distribuciones de campo eléctrico que se muestran en la Fig. 3b, c se asemejan a \(TE_{111}^{y}\) y \(TE_{113 }^{y}\) modos de DRA.

Las distribuciones de campo eléctrico simulado de la antena propuesta, (a) a 7,6 GHz, (b) a 8,3 GHz y (c) a 8,8 GHz.

Ahora que se conoce el origen de las resonancias, otra cosa que se puede apreciar en estas figuras es la excitación de ondas superficiales dentro del tubo de teflón. Al comparar la Fig. 3b, c con la Fig. 3a, se puede entender que las ondas excitadas en el tubo son más fuertes cuando las fuentes de resonancia son modos DRA. DRA parece hacer que la ola se levante.

Esta sección incluye estudios paramétricos del comportamiento de la antena, con variaciones en la altura y el ancho del resonador dieléctrico, la altura y los diámetros de las varillas dieléctricas. En primer lugar, se ha investigado la influencia de la altura del DR en las características de la antena. Se puede ver en la Fig. 4a que con el cambio de la altura DR, la ubicación de los dos mínimos superiores en la curva del coeficiente de reflexión cambia, mientras que la ubicación del primer mínimo no cambia significativamente, lo que indica que la primera resonancia no es relacionado con el modo DRA, sino con el modo Slot.

Los resultados simulados de la antena propuesta para diferentes valores de altura de DRA, \(h_{DRA}\), (a) coeficiente de reflexión, (b) ganancia, (c) relación de adelante hacia atrás, (d) nivel de lóbulo lateral en el plano XoZ, (e) nivel del lóbulo lateral en el plano YoZ.

La figura 4b-e muestra los cambios de ganancia, relación de adelante hacia atrás y niveles de lóbulo lateral para hDRA entre 17,3 y 21,3 mm. Observe que la mejor elección posible es h = 19,3 mm. Asimismo, se encuentra que la mejor SLL tanto en el plano XoZ como en el YoZ, ganancia y relación front-to-back, se obtiene para el rango de frecuencias en que resuena el DRA, es decir, en la parte alta de la banda operativa. De hecho, como se mencionó anteriormente, esta es la ventaja de usar DR para excitar la varilla dieléctrica en lugar de una sola ranura. La figura 5 muestra la influencia de la longitud de DR en los resultados de salida de la antena propuesta. Cambiar la longitud de DR cambia la ubicación de los dos mínimos superiores de la curva. El aumento de la longitud de DR hace que la frecuencia de estos dos puntos disminuya, lo que sucede debido al cambio en la frecuencia de resonancia de los modos TE111 y TE113 de la antena DR. Además, la ubicación del primer mínimo de la curva, que está relacionado con la resonancia de la ranura, no cambia, y solo cambia su nivel. A partir de la Fig. 5b–e, que muestra los gráficos de ganancia, relación de adelante hacia atrás y niveles de lóbulos laterales en los planos XoZ y YoZ, se puede entender que para llegar a un compromiso entre estos resultados, la longitud DR debe ser de 7,1 mm.

Los resultados simulados de la antena propuesta para diferentes valores de longitud de DRA, \(a_{DRA}\), (a) coeficiente de reflexión, (b) ganancia, (c) relación de adelante hacia atrás, (d) nivel de lóbulo lateral en el plano XoZ, (e) nivel del lóbulo lateral en el plano YoZ.

Los cambios del coeficiente de reflexión, la ganancia, la relación de adelante hacia atrás y los niveles de los lóbulos laterales de la antena con la variación en la altura de la barra se muestran en la Fig. 6. En la Fig. 6a se puede ver que el ancho de banda de la antena no ha cambiado. significativamente. Esto se debe a que las tres resonancias en la banda operativa se originan en los modos DR y slot. Pero de la Fig. 6b–e queda claro que la altura de la varilla tiene un efecto significativo en los resultados de campo lejano de la antena y se alcanza un buen compromiso entre estas salidas para hRod = 74 mm. Como se muestra en la Fig. 6c, cambiar la altura de la varilla tiene un efecto significativo en las ubicaciones de frecuencia de los picos de la relación de adelante hacia atrás (F/B). Sin embargo, las ubicaciones de |S11| permanece inalterable. Esto indica que la presencia de la varilla hace que las ubicaciones de frecuencia de los picos F/B no coincidan con |S11|. La curva F/B de esta figura también muestra que a medida que la altura de la varilla aumenta a 78 mm, aparecen tres picos en la curva F/B en frecuencias de 7,5, 8,5 y 9,8 GHz. Estos picos corresponden a la resonancia de la ranura y las dos resonancias de los modos DRA.

Los resultados simulados de la antena propuesta para diferentes valores de la altura de la barra dieléctrica, \(h_{Rod}\), (a) coeficiente de reflexión, (b) ganancia, (c) relación de adelante hacia atrás, (d) lóbulo lateral nivel en el plano XoZ, (e) nivel del lóbulo lateral en el plano YoZ.

En esta sección, se analiza la comparación entre los resultados de la simulación de la antena de varilla dieléctrica acoplada a DR y la antena de varilla dieléctrica acoplada a la abertura de la ranura. La Figura 7 muestra una comparación entre los coeficientes de reflexión, las ganancias, las relaciones de adelante hacia atrás y las SLL de estas dos antenas. La superioridad de la antena acoplada a DRA es evidente en todas estas curvas.

Comparación entre los resultados de la simulación de una antena de varilla dieléctrica acoplada a DR con una antena de varilla acoplada a la abertura de la ranura, (a) coeficiente de reflexión, (b) ganancia, (c) relación de adelante hacia atrás, (d) nivel de lóbulo lateral en el plano XoZ, (e) nivel del lóbulo lateral en el plano YoZ.

Para explicar la razón de esta superioridad, las distribuciones de campo eléctrico de las dos antenas se muestran en la Fig. 8, que muestra el fuerte acoplamiento del campo eléctrico al tubo de teflón alimentado por DRA en comparación con el tubo alimentado por ranura. De hecho, el DRA ha provocado que las ondas se dirijan hacia arriba, en comparación con la ranura, que tiende a tener una radiación relativamente igual tanto hacia arriba como hacia abajo.

La distribución del campo eléctrico de la antena de varilla dieléctrica con dos métodos de alimentación diferentes, (a) acoplada a DR a 8,4 GHz, (b) acoplada a la apertura de ranura a 7,35 GHz.

La potencia que se transfiere entre el puerto y la antena está influenciada por el tipo y la posición del puerto en relación con la antena de varilla dieléctrica. Si bien normalmente se requieren métodos numéricos para determinar estos valores, comprender las distribuciones de campo de los modos de la barra y usar el teorema de reciprocidad de Lorentz puede proporcionar información valiosa. La fuente se puede representar como una corriente eléctrica o magnética cuando se acopla a una varilla, y el teorema de reciprocidad se puede utilizar con las condiciones de contorno apropiadas para determinar la cantidad de acoplamiento, χ, entre la fuente y los campos de la varilla. La cantidad de acoplamiento para fuentes eléctricas y magnéticas se puede calcular con las siguientes ecuaciones31.

donde Js y Ms representan fuentes de corriente eléctrica y magnética, respectivamente, y EROD y HROD se refieren a los campos eléctricos y magnéticos dentro de la varilla dieléctrica. V representa el volumen donde están presentes las fuentes de corriente eléctrica y/o magnética.

De acuerdo con la Ec. (1), para lograr un fuerte acoplamiento con una fuente de corriente eléctrica, la fuente debe colocarse en un área con fuertes campos eléctricos dentro de la varilla. Por el contrario, la ecuación. (2) establece que para lograr un fuerte acoplamiento con una fuente de corriente magnética (como un bucle o una apertura), la fuente debe colocarse en un área con fuertes campos magnéticos. En estas dos ecuaciones, es evidente que cuanto mayor sea el volumen de V, que representa el volumen de las fuentes que interactúan con los campos de varillas, mayor será la cantidad de acoplamiento.

Una ranura de apertura puede considerarse como una fuente de corriente magnética. También se ha demostrado que se puede modelar un DRA utilizando fuentes de corriente magnética en sus paredes. Si bien las corrientes eléctricas también existen en las paredes cuando se modela con el principio de equivalencia, su rango es pequeño en comparación con las corrientes magnéticas equivalentes y puede despreciarse32,33. La figura 9 muestra un modelo simplificado del DRA y la ranura dentro de la varilla dieléctrica. Se puede observar que el volumen en el que las corrientes magnéticas equivalentes del DRA interactúan con el campo magnético de la varilla dieléctrica es mayor que el volumen de acoplamiento de la corriente magnética de la ranura. Como resultado, las Ecs. (1) y (2) indican que la cantidad de acoplamiento de onda del DRA a la varilla es mayor que la de la ranura a la varilla.

Modelado simple de ranura y DRA como fuentes de corrientes magnéticas dentro de la varilla dieléctrica, (a) campos magnéticos de ondas viajeras dentro de la varilla dieléctrica, (b) abertura de la ranura como fuente de corriente magnética, (c) densidades de corriente magnética equivalentes sobre las paredes de DRA .

Para confirmar los resultados de la simulación, se fabrica un prototipo de antena de varilla dieléctrica alimentada con DRA, que se muestra en la Fig. 10. La antena se probó en el laboratorio de antenas de la Universidad KNTU en Teherán. Se utilizó un ANALIZADOR DE REDES HEWLETT-PACKARD 8410C para medir el coeficiente de reflexión de la antena. Para la prueba se utilizó una antena de bocina estándar WR-102, que cubre la banda de frecuencia de 7 a 11 GHz. Los resultados del coeficiente de reflexión obtenidos de la simulación y medición se muestran en la Fig. 11, que muestra un ancho de banda de impedancia del 22% desde la frecuencia de 7,45 a 9,3 GHz. Existe cierta discrepancia entre los resultados de la simulación y la medición, que se debe a errores de fabricación y medición. El error de medición es causado por la presencia del cable de alimentación y otros dispositivos alrededor de la antena bajo prueba.

El prototipo fabricado de la antena de varilla dieléctrica propuesta.

Los coeficientes de reflexión simulados y medidos de la antena propuesta.

La Figura 12 muestra las ganancias de simulación y medición. Como puede verse, la ganancia máxima es de 14 dB y la ganancia en toda la banda es superior a 11 dB. Se logra una buena concordancia entre los resultados de la medición y la simulación. Cabe señalar que al aumentar la longitud de la varilla hasta \(6\lambda_{0}\), la ganancia se puede aumentar incluso más que este valor, pero el propósito de este artículo es probar un nuevo método de alimentación para se considera la antena de varilla y una estructura con una altura menor de aproximadamente \(2\lambda_{0}\).

Las ganancias simuladas y medidas de la antena propuesta.

La Figura 13 muestra los patrones de radiación de la antena propuesta a 8 y 9 GHz en los planos XoZ y YoZ. Se puede observar que los diagramas de radiación de la antena están dirigidos hacia el eje de puntería y los niveles de los lóbulos laterales de la antena están por debajo de 10 dB. Se logra una discriminación polar cruzada de más de 20 dB. Además, los resultados de la medición concuerdan relativamente bien con los resultados de la simulación.

Los patrones de radiación simulados y medidos de la antena propuesta, (a) a 8 GHz en el plano XoZ, (b) a 8 GHz en el plano YoZ, (c) a 9 GHz en el plano XoZ, (d) a 9 GHz en el plano YoZ .

Finalmente, la antena propuesta se comparó con otras estructuras de varillas dieléctricas que también exhiben un patrón de radiación lateral. Es importante notar que el uso de un resonador dieléctrico para alimentar la varilla dieléctrica tenía la intención de crear una estructura con un patrón de costado. Esto significa que el lóbulo del patrón de radiación principal es perpendicular al plano de tierra. Como resultado, no es apropiado comparar esta estructura con muestras que tienen un patrón de radiación de fuego final. Esto se debe a que, como se mencionó anteriormente, tener un patrón de banda ancha en la antena ofrece muchas ventajas sobre los patrones de disparo final, incluida la facilidad de organizar la antena. Solo hay unos pocos ejemplos informados de antenas de varilla dieléctrica con patrones laterales, y todavía hay espacio para más investigaciones en esta área. Otra ventaja de esta antena es su red de alimentación completamente plana. Esto elimina la necesidad de un cerramiento metálico en la sección inicial de la varilla dieléctrica, que está presente en muchos trabajos anteriores.

La Tabla 2 presenta una comparación entre la antena propuesta y las antenas reportadas previamente que exhiben un patrón de costado. En comparación con el trabajo presentado en 24, la estructura propuesta tiene un ancho de banda de impedancia relativamente igual, pero su ganancia es menor. Una razón para esto es que la estructura reportada en 24 es una matriz de 2 × 2 de DRA. Sin embargo, como se muestra en la tabla, la extensión del trabajo presentado en 24 es casi tres veces la de nuestro trabajo.

En comparación con el trabajo presentado en 25, nuestro trabajo propuesto tiene una dimensión eléctrica más pequeña y una ganancia más alta. El ancho de banda de impedancia del trabajo propuesto es menor que el de 25. Sin embargo, es importante tener en cuenta que el ancho de banda en la estructura propuesta se puede aumentar mediante el uso de un resonador dieléctrico de banda ancha.

En las obras 34 y 35 se utilizan alimentaciones planas de ranura y parche, pero están rodeadas por una guía de ondas, lo que aumenta la complejidad de la construcción. Sin embargo, como se muestra en la tabla, work34 tiene un ancho de banda de impedancia muy pequeño y work35 también tiene un ancho de banda de impedancia y una ganancia más bajos que el trabajo propuesto.

Este artículo presenta una estructura plana para excitar ondas superficiales en una antena de varilla dieléctrica. La estructura permite el control de los niveles del lóbulo lateral y del lóbulo posterior en el patrón de radiación de la antena. Este método es útil para alimentar la antena de varilla cuando se necesita un patrón direccional perpendicular al suelo. En comparación con el uso de una ranura para excitar la barra, el uso de un resonador dieléctrico reduce los niveles del lóbulo posterior y del lóbulo lateral en el patrón de radiación, al mismo tiempo que logra un mayor ancho de banda y ganancia de impedancia. La antena propuesta ha sido fabricada y los resultados de las mediciones confirman los resultados de la simulación. La antena tiene un ancho de banda de impedancia del 22% y una ganancia máxima de 14 dB medida.

Los conjuntos de datos utilizados y/o analizados durante el estudio actual están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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Escuela de Ingeniería Eléctrica e Informática, Universidad Tecnológica de Qom, Qom, Irán

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SF escribió el texto principal del manuscrito y preparó todas las cifras. SF revisó el manuscrito.

Correspondencia a Saeed Fakhte.

El autor declara que no hay conflictos de intereses.

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Fakhte, S. Un nuevo método de alimentación planar de antena de varilla dieléctrica usando resonador dieléctrico. Informe científico 13, 9242 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-36543-0

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Recibido: 23 Abril 2023

Aceptado: 06 junio 2023

Publicado: 07 junio 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-36543-0

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