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Scientific Reports volumen 12, Número de artículo: 11234 (2022) Citar este artículo

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Se propone una técnica híbrida para manipular la distribución del campo en una bocina de plano H de guía de ondas integrada en el sustrato (SIW) para mejorar sus características de radiación. La técnica comprende dos pasos en cascada para gobernar las ondas guiadas en la estructura. El primer paso es corregir la fase de los campos y formar una distribución cuasi-uniforme en la sección de la llamarada para que aumente la ganancia y disminuya el nivel del lóbulo lateral (SLL). Esto se obtiene cargando la estructura con una novedosa lente de vía metálica modulada. La expansión del campo en la apertura radiante de la bocina del plano H SIW genera ondas superficiales hacia atrás en ambas paredes anchas, lo que aumenta el lóbulo posterior. En el segundo paso, estas ondas superficiales hacia atrás se reciclan y se dirigen hacia adelante con la ayuda de la teoría de la holografía. Esto se logra agregando un par de losas dieléctricas con patrones holográficos de tiras metálicas en ambas paredes anchas. Con este paso, se reduce el lóbulo posterior y se aumenta aún más la ganancia de fuego final. Usando la técnica propuesta, la estructura está diseñada y fabricada para operar a \(f=30\) GHz, lo que mejora simultáneamente los valores medidos de ganancia a 11,65 dBi, SLL del plano H a \(-\,17,94\) dB, y relación de adelante hacia atrás a 17,02 dB.

La guía de ondas integrada de sustrato (SIW) es una tecnología que se puede utilizar para construir una variedad de estructuras de ondas guiadas1,2. La antena de bocina de plano H SIW (introducida por primera vez por Li et al.3) ha atraído una atención considerable debido a sus propiedades inherentes, que incluyen bajo perfil, facilidad de fabricación y compatibilidad con placas de circuito impreso (PCB) planas. En comparación con las antenas de bocina llenas de aire convencionales, la distribución del campo dentro de los destellos de las bocinas SIW está considerablemente distorsionada, lo que puede disminuir la ganancia y degradar las características generales de radiación. Se han presentado varios métodos en la literatura para mejorar el rendimiento de radiación de las antenas de bocina del plano H SIW. Estos métodos se pueden dividir en tres categorías principales como se muestra a continuación.

En la primera categoría, se colocará un componente frente a la apertura para controlar los campos electromagnéticos (EM) que emanan4,5,6. Esta técnica normalmente aumenta las dimensiones de la estructura. Como ejemplo, se propone aplicar lentes dieléctricas con geometría elíptica y rectangular para lograr una mayor ganancia con anchos de haz estrechos4. Sin embargo, el tamaño de la estructura casi se duplica. Un desafío similar ocurre en Ref.5,6 donde la bocina del plano SIW H está cargada por una losa dieléctrica perforada vía aire y una losa dieléctrica con parche de metal rectangular, respectivamente.

La segunda categoría contiene aquellas técnicas que modificarán las características geométricas de la estructura en la sección de la llamarada, principalmente para adaptar la distribución de fase7,8,9,10,11. Por ejemplo, en la Ref.7, se emplean un par de ranuras en la metalización superior e inferior del abocardado para reducir el lóbulo posterior; la posición de las ranuras se especifica mediante una técnica de prueba y error. También se utiliza un método iterativo en Ref.8 donde se aplica un algoritmo genético para pixelar ambas paredes anchas de la bocina SIW para controlar la distribución de campo en el panel frontal de la antena. La óptica de transformación conforme se aplica para eliminar gradualmente el error de fase dentro de la llamarada para mejorar la ganancia de una bocina de plano H en un máximo de 2,4 dBi9. Otro método es aplicar orificios de paso postmetalizados dentro de la bocina con cuidado para hacer un frente de onda en fase en una misma línea transversal10. También se propone cargar la sección abocinada con un conjunto de pasadores de metal distribuidos equitativamente a lo largo de la línea central de las paredes anchas para formar una estructura de onda lenta; esto minimiza la diferencia de fase entre el centro y los bordes del destello, lo que finalmente mejora la ganancia11. Como la geometría presentada no se puede fabricar fácilmente mediante técnicas de circuito impreso, el prototipo se materializa como una estructura de solo metal, lo que hace una bocina de avión H llena de aire. El medio de aire para la propagación dentro de la estructura de ondas guiadas también se informa en las Refs.12,13,14, lo que mejora la eficiencia y la ganancia, pero aporta complejidad a la fabricación.

Finalmente, la tercera categoría se refiere a la combinación de las dos primeras categorías15,16,17,18. Al introducir el gap-SIW dentro de la sección de bengala, se modifica la distribución de fase y luego se emplea una transición de escalera cónica frente a la apertura para aumentar la ganancia15. Pero el método requiere optimizaciones de software para obtener la corrección de fase y la adaptación de impedancia simultáneamente. Con la ayuda de un arreglo de dipolos, clavos reflectores y un par de ranuras transversales dentro de la sección de bengala, se obtiene una estructura compleja y frágil para mejorar la ganancia de la antena16. Se aplica una transición paralela con una ranura estrecha alrededor de la apertura para mejorar el rendimiento de la antena, lo que hace que el grosor de la estructura aumente más de tres veces17. La optimización de la forma de la bocina, seguida del empleo de una matriz de parches impresos de transición en el mismo sustrato SIW, mejora las características de radiación de la bocina de plano H SIW convencional18.

Se ha sugerido que se apliquen lentes de metamaterial dentro de las antenas de cuerno piramidales convencionales para corregir la fase19,20. Pero hasta donde sabemos, hasta ahora no se ha informado una cantidad equivalente para las bocinas del avión SIW H.

En este documento, proponemos una técnica híbrida novedosa y práctica para regular los campos EM para lograr un patrón de radiación mejorado fuera de la apertura en la antena de bocina del plano H SIW. La idea se basa en la conexión en cascada de dos técnicas diferentes en las que las características de radiación mejoran posteriormente. Se presenta un método original para diseñar una lente de vía metálica modulada con un enfoque sistemático para realizar sus propiedades geométricas y su ubicación. Esto hace que sea el primer componente de manipulación EM y mejora las características de radiación. Luego, basado en la técnica de holografía21, se presenta y desarrolla un nuevo método para diseñar el segundo componente de manipulación EM para mejorar aún más las propiedades de radiación. Usando la técnica híbrida propuesta, logramos mejorar simultáneamente la ganancia, el nivel de lóbulo lateral (SLL) y la relación de adelante hacia atrás (F/B) de una antena de bocina de plano H SIW en la frecuencia central de 30 GHz. . Vale la pena mencionar que la estructura sigue siendo de bajo perfil, incluso después de cargarla con los segundos componentes de manipulación EM. Por último, pero no menos importante, el método no agregará ninguna complejidad al proceso de fabricación de estructuras SIW convencionales.

La distribución de fase uniforme en una apertura radiante da como resultado una iluminación adecuada que puede aumentar la ganancia22. Por otro lado, un paquete de ondas superficiales hacia cualquier dirección que no sea la deseada normalmente da como resultado un aumento de los lóbulos laterales/posteriores. Teniendo en cuenta estos principios, la técnica híbrida propuesta se divide en dos pasos posteriores, como se muestra en la Fig. 1 y se resumen a continuación:

La técnica híbrida propuesta para mejorar las características de radiación de la antena de bocina del plano H SIW.

Paso n.º 1: este paso se basa en regular la respuesta de transmisión de los orificios de vía metalizados, colocados en el sustrato, para imitar un patrón de fase deseado en un corte transversal dentro de la sección abocinada. Este método de carga se puede clasificar en la segunda categoría de los mencionados en el apartado anterior de modo que el tamaño de la estructura modificada quedará intacto después de aplicar la técnica. La carga conduce a una distribución de fase casi uniforme en la apertura de radiación de la antena de bocina del plano H SIW que aumenta la ganancia y disminuye la SLL. Luego, estudiando la apertura efectiva de la estructura modificada, conseguimos reducir el tamaño físico de la estructura.

Paso n.º 2: la apertura de radiación de fuego final de las bocinas del plano H SIW provoca ondas superficiales hacia atrás en ambas paredes anchas, lo que aumenta el lóbulo posterior. Con la ayuda de la teoría de la holografía, nuestra idea es reciclar estas ondas superficiales no deseadas para hacer que se filtren a propósito para mejorar aún más la ganancia y aumentar el F/B. Esto se puede lograr colocando dos placas dieléctricas con tiras metálicas impresas con base holográfica en las paredes anchas del cuerno del plano H modificado.

En las siguientes secciones, presentamos la técnica híbrida propuesta en detalle.

El requisito fundamental para diseñar un SIW con vías metálicas de diámetro d y periodo p es

donde \(\lambda _g\) es la longitud de onda guiada del modo dominante23.

Considerando una frecuencia operativa de \(f=30\) GHz, una antena de bocina de plano H SIW convencional y el campo |E| correspondiente el patrón de distribución (simulado en CST MWS) se muestra en la Fig. 2a, b respectivamente. El sustrato es Rogers RT/duroid 5880 con \(\varepsilon _r=2.2\), \(\tan \delta =0.0009\), y espesor de \(h=1.575\) mm. Otros parámetros geométricos son \(w_g=5,2\) mm, \(w_a=25,98\) mm, \(l_a=18,5\) mm, \(d=0,6\) mm y \(p=1\) mm.

El problema es que cuando la sección de destellos de la bocina SIW se hace más grande, se pueden excitar modos de orden superior24. Esto deteriora el rendimiento y se logra una apertura no uniforme con frentes de onda erráticos, como se ve en la Fig. 2b, lo que da como resultado un aumento de los lóbulos laterales y una reducción de la ganancia. Para abordar este problema, nuestro objetivo es transformar los frentes de onda erráticos generados en frentes de onda planos para obtener un mejor rendimiento. El método propuesto se puede resumir en primer lugar, para realizar el patrón de compensación de fase requerido y, en segundo lugar, para caracterizar la geometría de la lente en función de los requisitos de fase obtenidos.

Antena de bocina de plano H SIW convencional. (a) La geometría, (b) el |E-field| simulado patrón de distribución a 30 GHz.

Antes que nada, debe tenerse en cuenta que la geometría física de la lente se inspirará en el comportamiento de fase de los campos en la sección de destello. Por lo tanto, en el caso de una variación de fase rápida, implementar la lente sería bastante difícil, si no imposible. Como resultado, el primer paso para realizar el patrón de compensación de fase requerido es encontrar una sección transversal adecuada dentro de la llamarada en la que la fase local experimente una variación comparativamente menor. Esta sección transversal también definiría la ubicación de la lente que se va a cargar. En comparación con las partes medias de la sección de destellos, la zona cercana a la abertura de apertura experimenta fluctuaciones más rápidas del campo E (y la fase), lo que la convierte en una zona inapropiada para implantar la lente. Si la lente está ubicada cerca de la garganta de la bocina, a medida que se mueven las ondas guiadas, la distribución de fase se distorsionaría nuevamente debido a que la bocina se ensancha. Teniendo en cuenta todos estos problemas, se puede concluir que la sección transversal final debe estar en algún lugar alrededor de la mitad de la sección de abocardado. Definamos \(d_L\) como la distancia entre la garganta del cuerno y la sección transversal discutida. El objetivo es alterar \(d_L\), como se muestra en la Fig. 3a, para encontrar una sección transversal con el mínimo rango posible de variación de fase. En base a esto, encontramos que la sección transversal de \(d_L=12\) mm tiene un rango de variación de fase relativamente más pequeño en comparación con otras secciones transversales en la zona media de la llamarada. Para ilustrar esto, el patrón de fase simulado para tres valores de ejemplo de \(d_L=\{8, 10, 12\}\) mm se informa en la Fig. 3b–d respectivamente. Por lo tanto, se elige la sección transversal de \(d_L=12\) mm para determinar el patrón de compensación de fase requerido. La lente debe ubicarse justo detrás de esta sección transversal para formar una fase agregada constante en \(d_L=12\) mm.

Procedimiento de extracción de fase. (a) Diferentes secciones transversales dentro de la sección de bengala con distancias variables \((d_L)\) desde la garganta de la bocina. Distribución de fase (en grados) en (b) \(d_L=8\) mm, (c) \(d_L=10\) mm y (d) \(d_L=12\) mm.

La lente propuesta está formada por un conjunto de vías metálicas con diámetro variable de \(d_v\) y período de red fijo de \(p_u= 0.45\times \lambda _g\approx 3\) mm a lo largo del eje transversal ( \(y\ )-eje); la celda unitaria contiene dos vías idénticas que están separadas por \(s_v=\lambda _g/4\) a lo largo del eje longitudinal (eje \(x\)) como se presenta en la Fig. 4. Cada vía individual en una celda unitaria con su las vías adyacentes en las celdas unitarias vecinas forman una capa de transmisión en conjunto. Como regla general, las superficies de transmisión de una sola capa tienen un rango de fase de transmisión limitado para un nivel estándar de \(-\,1\) dB o \(-\,3\) dB de pérdida de transmisión25. Para ampliar el rango de fase, se debe aumentar el número de capas. Por lo tanto, las dos vías de nuestra celda unitaria propuesta finalmente crearán una superficie de transmisión de doble capa que puede proporcionar un rango de fase suficiente para la manipulación de ondas EM. Estas vías deben colocarse detrás de la sección transversal seleccionada de \(d_L=12\) mm (ver Fig. 3). Por lo tanto, no es posible aumentar más el número de capas de transmisión (por ejemplo, vías en cada celda unitaria) ya que excedería los límites físicos de la sección de destello.

Cuando un frente de onda llega a estas vías, se deslizará alrededor de ellas y las atravesará. El diámetro de las vías afectará la fase de campo transmitida, así como su amplitud. Los valores más altos de \(d_v\) estarán acompañados por una mayor variación de fase porque aumentará la longitud del camino que cruzarán los frentes de onda. Además, los valores más grandes de \(d_v\) darán como resultado una mayor pérdida de transmisión en la medida en que puede bloquear completamente las ondas guiadas. Para \(d_v \le 1.2\) mm, las características de transmisión se simulan y muestran en la Fig. 4. Para \(d_v<0.1\) mm, el proceso de fabricación es una tarea desafiante y no es práctico considerar este punto. Ignorando este punto, el rango de fase logrado es más de \(100^{\circ }\) con menos de \(-3\) dB de pérdida de transmisión. Tenga en cuenta que \(d_v>1,18\) mm conduce a una pérdida de transmisión superior a \(-3\) dB.

La geometría de la celda unitaria propuesta y sus características de transmisión simuladas a 30 GHz. Los puertos 1 y 2 están configurados en las dos caras de la celda unitaria normales al eje x.

El siguiente paso es modular los valores \(d_v\) en función de la respuesta localizada calculada de los iris (Fig. 4) y considerando la distribución de fase de la Fig. 3d. La sección transversal correspondiente (en \(d_L=12\) mm) tiene una longitud de 17,06 mm hacia el eje y. Recordando \(p_u=3\) mm, esta sección transversal puede abarcar un máximo de cinco celdas unitarias. Entonces, los puntos de muestreo, en referencia a la Fig. 3d, están en \(y=\{-\,6, -\,3, 0, 3, 6\}\) mm. El valor de fase en los bordes de \(y=\pm\, 8,53\) mm es \(21,93^{\circ }\). Introduciendo \(\Delta\)P como la diferencia entre la fase en los puntos de muestreo y los bordes, el objetivo es hacer que \(\Delta\)P sea lo más pequeño posible para obtener una distribución de fase casi uniforme. Los puntos de muestreo, sus valores de fase correspondientes y \(\Delta\)P se presentan en la Tabla 1.

Como puede verse en la Fig. 4, la pérdida de transmisión es menor que \(-\,1\) dB para \(d_v<0.7\) mm con el rango de fase de \(PR=93-35 = 58^{ \circ }\) que puede cubrir todo el lapso de fase en la sección transversal de \(d_L=12\) mm (ver Fig. 3d). Si se considera la fase de \(60^{\circ }\) como punto de referencia, los valores máximo y mínimo de \(\Delta\)P aún darán como resultado valores de fase dentro de la zona PR (ver Tabla 1, Fig. 4 ). Luego, los valores modulados de \(d_v\) se obtienen como se indica en la última fila de la Tabla 1.

La bocina del plano H SIW presentada en la Fig. 2 está cargada por la lente de vía metálica diseñada como se muestra en la Fig. 5a con un tamaño de sustrato de \(l_s=30\) mm. La estructura está excitada por una línea de guía de onda coplanar conectada a tierra (GCPW) con \(w_t=6.95\) mm y \(w_f=2.2\) mm. Para que el puerto coincida con la frecuencia operativa, se aplica una transición lineal con una longitud de \(l_t=2,45\) mm desde la línea GCPW a la parte de onda guiada con un ancho de \(w_g\). La geometría de la lente propuesta se amplía en la Fig. 5b, que se establece en función de los datos presentados en la Tabla 1, y se coloca detrás de la sección transversal prevista de \(d_L=12\) mm. Las antenas cargadas y convencionales propuestas se fabrican e ilustran en la Fig. 5c,d respectivamente, donde cada estructura se alimenta mediante un conector de lanzamiento final de 2,92 mm.

(a) Geometría de la bocina del plano H SIW propuesta cargada por la lente de vía metálica, (b) el patrón de la lente a mayor escala, (c) la estructura cargada fabricada, (d) la bocina del plano H SIW convencional fabricada .

Los |S \(_{11}|\) simulados y medidos de las estructuras se muestran en la Fig. 6, lo que indica que la estructura cargada se adapta bien a \(f=30\) GHz. Cabe señalar que cuando se carga la bocina SIW convencional, las ondas locales se distorsionan en la posición de la lente diseñada, lo que posteriormente altera la respuesta de impedancia general. Esto cambia la frecuencia operativa y cambia el ancho de banda, ya que la respuesta de la estructura no solo se ve afectada por la geometría del destello y la transición de alimentación, sino también por la lente incrustada. Para hacer que las bocinas convencionales y cargadas funcionen a la misma frecuencia, la transición de alimentación debe modificarse ligeramente. Como resultado, el S \(_{11}\) informado de la bocina del plano H SIW convencional en la Fig. 6 se deriva con \(w_t=6.95\) mm y \(l_t=0.95\) mm.

Los |S \(_{11}|\) simulados y medidos de las estructuras convencionales y cargadas.

El campo |E| simulado La distribución de la bocina del plano H SIW con corrección de fase propuesta se muestra en la Fig. 7a a la frecuencia operativa de \(f=30\) GHz. Este resultado aclara que el frente de onda distorsionado de la Fig. 2b se transforma en un frente de onda plano cuando se carga la estructura.

Rendimiento a 30 GHz: a) el |campo E| simulado patrón de distribución de la antena de bocina de plano H SIW cargada propuesta. El patrón de radiación normalizado: (b) estructura cargada simulada sin el conector, (c) estructura cargada medida, (d) estructura cargada simulada con el conector, (e) estructura convencional simulada sin el conector, (f) estructura convencional medida, ( g) estructura convencional simulada con el conector.

El patrón de radiación normalizado simulado para antenas cargadas y convencionales a \(f=30\) GHz se presenta en la Fig. 7b,e respectivamente. Con base en los resultados de la simulación, se observa que la lente propuesta mejora las características de radiación del plano H de la antena convencional en términos de ganancia (de 5,16 a 8,59 dBi), SLL (de \(-\,5,38\) a \( -\,19,85\) dB), y F/B (de 4,54 a 5,52 dB).

Los patrones de radiación normalizados medidos se muestran en la Fig. 7c,f para las estructuras cargadas y convencionales, respectivamente, que son ligeramente diferentes en comparación con los resultados simulados de la Fig. 7b,e. Esto se debe a la presencia del conector que influye en el patrón de radiación ya que sus dimensiones físicas son grandes (con respecto a la frecuencia operativa de \(f=30\) GHz) y está ubicado relativamente cerca de la apertura de radiación. La introducción del conector al entorno CST trae los resultados simulados (Fig. 7d, g) en línea con los resultados medidos (Fig. 7c, f). Más detalles sobre la influencia del conector se presentarán más adelante en la sección "Discusión". La ganancia medida, SLL y F/B para la antena cargada (convencional) son 8,69 (5,21) dBi, \(-\,18,06~(-\,5,02)\) dB y 6,96 (5,89) dB respectivamente. La ganancia simulada equivalente, SLL y F/B para el "caso de conector incluido" con respecto a la estructura cargada (convencional) son 8,72 (5,34) dBi, \(-\,18,87~(-\,6,11)\) dB, y 6,89 (8,74) dB respectivamente.

Teniendo en cuenta la distribución del campo E de la Fig. 7a, después de atravesar la lente, las ondas guiadas se concentran principalmente en el medio y son insignificantes a lo largo de los bordes de la sección de destello. Por lo tanto, después de una distancia de los orificios de paso metalizados, es posible que ya no sea necesario ensanchar los dos bordes laterales de la bocina. Para evaluar esta cuestión, se llevan a cabo una serie de simulaciones. En cada simulación, se elimina un conjunto de orificios de paso y se estudia el comportamiento de la estructura. Definimos rv para indicar el número de pares de orificios pasantes que se eliminan de la abertura de apertura. Por ejemplo, \(rv = 1\) \((rv = 4)\) significa que el primer par de orificios de paso (los primeros cuatro pares de orificios de paso) se eliminan del borde de la abertura. Las ganancias de fuego final y SLL obtenidas se presentan en la Fig. 8a para \(rv=0\) (la estructura original) a \(rv=9\). El |campo E| El patrón de distribución para los casos \(rv=\{3,4,5,8\}\) se muestra en la Fig. 8b–e respectivamente. Con base en la Fig. 8a, la ganancia construida no cambia considerablemente para los casos \(rv=0{-}3\). Esto se puede interpretar comparando las Figs. 7a y 8b que muestra que la distribución de campo es casi la misma en ambos casos. Sin embargo, \(rv = 4\) se acompaña de una reducción en la ganancia a medida que comienza a ocurrir una fuga destructiva en el cuerpo del sustrato (ver Fig. 8c). A medida que aumenta rv, se espera observar que esta fuga también aumentará; pero la eliminación de otro par de orificios pasa da como resultado una fuga menor, como se muestra en la Fig. 8d, de modo que se produce un máximo local de 8,12 dBi en \(rv=5\) (ver Fig. 8a). Después de este punto específico, se observa un movimiento hacia abajo para la ganancia y la fuga domina a medida que rv se acerca a la posición de la lente (consulte la Fig. 8e para \(rv=8\)).

Sobre la base de este estudio, se concluye que el ensanchamiento se puede detener como se ilustra en la Fig. 8d para el caso \(rv=5\) sin esperar una variación considerable en el rendimiento de la antena. Por lo tanto, el sustrato se puede cortar transversalmente para que tenga dimensiones más pequeñas. Esto define la estructura de referencia para la siguiente sección.

(a) La ganancia de fuego final y SLL para \(rv=0\sim 9\). |campo E| distribución para (b) \(rv=3\), (c) \(rv=4\), (d) \(rv=5\), y (e) \(rv=8\) a 30 GHz.

Hasta ahora, las propiedades de radiación de la bocina del plano H SIW se mejoran al cargar la estructura con la lente de vía metálica modulada diseñada. También se estudia el efecto de ensanchamiento después de una distancia de la lente que finalmente puede hacer que la estructura sea transversalmente más pequeña. En esta sección, nuestro objetivo es mejorar aún más las características de radiación de la antena proponiendo un nuevo método que se explica a continuación.

A medida que las ondas guiadas alcanzan la apertura radiante, los frentes de onda EM se expanden en el espacio libre mientras se dirigen hacia adelante. Esta expansión del frente de onda en el espacio libre también provoca ondas superficiales hacia atrás no deseadas en la interfaz entre la pared ancha metálica de la bocina del plano H SIW y el espacio libre que, en última instancia, aumenta el nivel del lóbulo posterior. Este proceso se ilustra en la Fig. 9a. Teniendo en cuenta estas ondas superficiales no deseadas, es posible redirigirlas hacia adelante de manera que puedan sumarse de manera constructiva para aumentar la ganancia de fuego final y al mismo tiempo disminuir la radiación hacia atrás. En otras palabras, las ondas superficiales no deseadas se reciclan para mejorar las características de radiación de la estructura en cuestión sin introducir una fuente EM adicional. Este proceso se realiza mediante la técnica de holografía y se muestra en la Fig. 9b.

El mecanismo propuesto para adaptar las características de radiación (a) la bocina del plano H SIW con corrección de fase, (b) el método de manipulación de campo.

La técnica de holografía, originada en la óptica, implica generar un patrón de interferencia utilizando dos ondas y luego utilizar el patrón calculado para dispersar una onda y lanzar la otra. La apertura se forma como resultado de la difracción de un campo primario, que puede ser una onda superficial, por un patrón de dispersores en la estructura. La estructura obtenida es entonces típicamente una estructura de onda con fugas26. La onda de superficie primaria generalmente se genera mediante una antena fuente que se denomina lanzador de ondas de superficie (SWL), impresa en un sustrato común donde se colocan los dispersores. El patrón de dispersores se deriva de la técnica de holografía, que permite que las ondas superficiales se filtren constructivamente hacia la dirección de interés. La onda inicial de SWL se denomina "onda de referencia". El patrón de radiación deseado (dirección de fuga) está determinado por la llamada "onda de objeto". Este término, en su definición fundamental, es una onda que está iluminando la apertura desde una fuente hipotética ubicada a gran distancia. La posición relativa entre la fuente lejana y la apertura es representativa de la dirección de fuga fuera de la apertura, determinando el ángulo de inclinación del haz. Esta técnica se compone de dos pasos generales de la siguiente manera;

El primer paso, llamado proceso de "registro", es calcular el mapa de ondas de referencia, emitidas desde el SWL, en la estructura. Esto especificará el patrón de distribución de la línea de fase en el sustrato con respecto a la ubicación relevante y el tipo de SWL. Después de eso, en función de la dirección deseada del haz, se calcula la superposición de la onda de referencia y la onda del objeto. Esto da como resultado otro patrón de distribución de líneas de fase en el sustrato que se denomina "interfograma" u "holograma EM".

Para hacer que la estructura irradie en la dirección deseada, es necesario emplear varios dispersores en el sustrato con un patrón inspirado en el holograma EM registrado. Esto creará una fuga constructiva fuera de la estructura y formará la viga. Según las características físicas y electromagnéticas de la estructura, se debe diseñar y aplicar una SWL adecuada al sustrato. Este paso se llama proceso de "reconstrucción".

Los dispersores pueden ser parches metálicos periódicos o ranuras complementarias en una red unidimensional o bidimensional para formar una metasuperficie27, una losa dieléctrica con espesor modulado28 o tiras metálicas continuas29; usamos el último en este trabajo. La Figura 10a muestra el |archivo electrónico| patrón de distribución en un corte en el plano xz que cruza el centro de la estructura con corrección de fase. Las ondas espaciales hacia adelante, así como las ondas superficiales hacia atrás, se pueden observar en esta figura. Para reciclar las ondas superficiales, debe haber un mecanismo para recolectarlas primero. Entonces, un par de losas dieléctricas con dimensiones planas de \(\{l_{sl},l_{sw}\}=\{25,21\}\) mm se unen a ambos lados del modificado [El abocardado se actualiza basado en el estudio entregado en la sección "Resultados de implementación, simulación y medición de carga"] paredes anchas de la estructura como se ilustra en la Fig. 10b. Cuanto mayor sea la permitividad y el espesor de la losa, el patrón de archivo E más denso. Este patrón de archivo E regula directamente el patrón de los dispersores de tiras de metal que se explicarán en detalle más adelante en esta sección.

(a) El |presentado electrónicamente| patrón de distribución en un corte en el plano xz que cruza el medio de la estructura con corrección de fase, (b) la estructura modificada con dos losas dieléctricas de Rogers RT/duroid 6010 unidas a ambos lados, (c) el |E-field| simulado en la losa cuando se monta en la bocina SIW. La frecuencia de simulación es de 30 GHz.

En la técnica de holografía, la fidelidad del campo lejano reconstruido depende del tamaño del holograma EM. Aquí, este tamaño es un valor prefijado, limitado a los bordes del sustrato del cuerno del plano H SIW modificado, por lo que no hay flexibilidad para hacerlo más grande. Por lo tanto, la única forma de lograr una mejor respuesta del holograma EM es hacer que el dispersor de tiras de metal sea más denso. Como resultado, se aplica el laminado Rogers RT/duroid 6010 con \(\varepsilon _r=10.7\) para las losas añadidas. Se prefiere que las losas dieléctricas sean lo más delgadas posible para tener un impacto mínimo en el tamaño final de la estructura ensamblada. Sin embargo, como se mencionó anteriormente, un sustrato más grueso conduce a un patrón de distribución de campo más denso, lo cual es un factor deseable en nuestro caso. Por lo tanto, el espesor de \(h_d=0.635\) mm se elige entre los valores estándar del laminado RT 6010 para mantener el equilibrio entre ambos criterios.

La figura 10c muestra el |campo E| simulado. en la losa cuando se une a la bocina SIW. Esta distribución de campo cuasiplanar está desempeñando el papel de onda de referencia. Tenga en cuenta que, en este caso específico, no hay SWL individual para excitar la onda de referencia, pero la expansión del campo desde la apertura es la fuente real para generarla. Esto hará que el trabajo propuesto sea claramente diferente de las anteriores estructuras de ondas con fugas basadas en holografía, donde un alimentador debe diseñarse y dedicarse explícitamente a generar la onda de referencia requerida en la estructura guía. Teniendo en cuenta el efecto de la lente de vía metálica, los campos que llegan a la apertura son uniformes y, en consecuencia, forman las ondas de referencia cuasiplanares presentadas en la losa.

Para derivar el holograma EM, es necesario definir una expresión analítica de onda de referencia, \(E_{\text {ref}}\), en la losa dieléctrica en la primera ronda de cálculo. Para un frente de onda plano que navega por la losa dieléctrica hacia \(-x\) con constante de fase de \(\beta _{\text {ref}}=2\pi /\lambda _{\text {ref}}\) y la amplitud de A, la onda de referencia es \(E_{\text {ref}}=A e^{j\beta _{\text {ref}} x}\). Pero, con respecto a la Fig. 10c, las ondas superficiales acopladas en la losa dieléctrica no son puramente planas; para un holograma EM, la primera consideración que se debe tener en cuenta es estimar el patrón \(E_{\text {ref}}\) con la mayor precisión posible. En este caso, una formulación más expresiva de la onda de referencia se puede definir como sigue:

con \(r_m=\sqrt{w_x (x-c_x)^2 + w_y (y-c_y)^2}\), que indica la distancia radial modificada en el plano xy (donde se apoya la losa). Esta formulación emula una fuente puntual ubicada en \((x=x_c, y=y_c)\) que generará una especie de ondas viajeras radiales en el plano xy. La idea es colocar esta fuente puntual lejos de la losa, luego, las ondas radiales pueden sintonizarse mediante la ponderación adecuada de \(w_x\) y \(w_y\) de manera que una porción del plano de propagación total en el dimensiones de la losa imita correctamente el patrón de la Fig. 10c. Los factores de ponderación determinan qué tan rápido variarían las ondas emitidas desde la fuente puntual a lo largo de los ejes x e y; por lo tanto, se puede formar una variedad de patrones 2D alterando \(w_x\) o \(w_y\). Esto termina con \(\{w_x, w_y, c_x, c_y\}=\{0.4, 1, 0.275, 0\}\) en nuestro caso de estudio donde x e y están en metros. El patrón obtenido de \(E_{\text {ref}}\) en la losa dieléctrica se presenta en la Fig. 11a, que está en línea con la Fig. 10c.

Aplicación de la técnica de holografía en la losa dieléctrica Rogers RT/duroid 6010; (a) la onda de referencia casi plana en la estructura, (b) la losa dieléctrica y la dirección de la radiación prevista en un sistema de coordenadas diestro estándar, (c) el mapa de líneas de fase de la onda del objeto en la estructura, (d) calculado Holograma EM y el patrón de tiras de metal correspondiente, denominado reciclador de ondas superficiales (SWR).

El siguiente paso es capturar el frente de fase de la onda del objeto, \(E_{\text {obj}}\), en la lámina dieléctrica. La Figura 11b muestra la losa dieléctrica en un sistema de coordenadas derecho estándar con la dirección del haz previsto en \((\theta _m=\pi /2, \phi _m=0)\). Suponiendo una onda de objeto a lo largo de la dirección deseada del haz que ilumina la losa dieléctrica, el mapa de \(E_{\text {obj}}\) en la losa se obtiene usando la siguiente ecuación:

donde B es la amplitud y \(k_0\) es el vector de onda de las ondas espaciales. Aplicando esta ecuación y considerando la dirección del haz, el patrón de frente de fase obtenido se presenta en la Fig. 11c.

Como paso final, la superposición de las Ecs. (2) y (3) conducen a un patrón de interferencia que define el holograma EM como se ilustra en la Fig. 11d.

Como no se requiere SWL individual para este diseño específico, el proceso de reconstrucción se resume aplicando tiras de metal continuas en los máximos locales del patrón de interferencia calculado como se especifica en la Fig. 11d. Estas tiras acortan las líneas de campo E de la onda de superficie en sus posiciones que, en consecuencia, forman las raíces del patrón de interferencia que puede formar el haz. Con respecto a la Fig. 9b, llamemos al holograma EM, junto con las tiras de metal correspondientes, el "reciclador de ondas superficiales" (SWR).

Para realizar la SWR y hacer que el holograma proporcione la mejor respuesta posible, el ancho de la tira debe elegirse correctamente. Las ondas guiadas dentro de la losa no pueden sentir una franja demasiado estrecha, mientras que una demasiado ancha distorsionará el patrón de la onda de referencia hasta el punto de que los procesos posteriores ya no serían válidos. Con base en los resultados de nuestra simulación, \(w_s=0.25\) mm se encuentra como el valor óptimo del ancho de la tira. Por lo tanto, un par de láminas de holograma con el patrón de tiras de la Fig. 11d y el ancho de la tira de \(w_s\) se montan en ambos lados de la bocina del plano SIW H diseñada, formando la estructura finalizada como se presenta en la Fig. 12. Otros parámetros geométricos de la estructura (ver Fig. 12a) son \(w_{t1}=6.6\) mm, \(w_{t2}=5.8\) mm, y \(w_{t3}=5.6\) mm. La bocina del plano H SIW fabricada con las dos SWR de base holográfica se muestra en la Fig. 12c con una vista ampliada de la lente de vía metálica modulada en la Fig. 12d. La estructura es alimentada por un conector de lanzamiento final de 2,92 mm como se muestra en la Fig. 12e,f.

La estructura finalizada. (a) La parte superior y (b) la parte trasera de la estructura simulada, (c) la bocina del plano H SIW fabricada, cargada por la lente de vía de metal modulada diseñada, junto a las dos SWR de base holográfica, (d) el aumento vista de la lente de vía metálica modulada, (e) la estructura ensamblada desde el ángulo de visión de la parte trasera y (f) desde el ángulo de visión de la parte superior.

Teniendo en cuenta la estructura ensamblada final, los coeficientes de reflexión simulados y medidos se presentan en la Fig. 13, lo que indica que la estructura se adapta bien a la frecuencia operativa de \(f=30\) GHz. La ligera diferencia entre los resultados de la simulación y la medición se debe principalmente a las imperfecciones de fabricación, en particular con respecto a la unión entre las múltiples capas del prototipo fabricado. Especialmente en las altas frecuencias investigadas en este trabajo, las tolerancias de fabricación pueden ser extremadamente estrictas y estos defectos a pequeña escala pueden afectar la respuesta de la antena.

El |S \(_{11}|\) simulado y medido del diseño ensamblado final.

El simulado |archivo electrónico| El patrón de distribución en el corte del plano xz (cruzando el centro de la estructura) se muestra en la Fig. 14a. Con esta figura, se puede observar claramente que las ondas superficiales hacia atrás de la Fig. 10a ahora están correctamente manipuladas y curvadas hacia la dirección de avance. Para tener un análisis más realista, el conector se incluye en el entorno de simulación. Esto da como resultado la figura 14b, donde el campo ya no se distribuye simétricamente con respecto al eje x en comparación con la figura 14a. Esto significa que no se puede esperar que el patrón de radiación correspondiente sea simétrico en el plano E. Más importante aún, el conector suprime claramente la intensidad de la onda hacia atrás, lo que en consecuencia disminuirá la radiación del lóbulo posterior. Por lo tanto, el conector ejerce una influencia constructiva sobre las características de radiación en nuestro caso específico. El patrón de radiación simulado normalizado sin considerar el conector se presenta en la Fig. 14c a la frecuencia de \(f=30\) GHz con la ganancia, SLL y F/B de 11,23 dBi, \(-17,02\) dB, y 13,21 dB respectivamente. El resultado equivalente para el caso de "tener en cuenta el conector" se muestra en la Fig. 14d con la correspondiente ganancia, SLL y F/B de 11,71 dBi, \(-\,18,35\) dB y 18,16 dB respectivamente. El patrón de radiación medido a \(f=30\) GHz se presenta en la Fig. 14e con la ganancia obtenida, SLL y F/B de 11,65 dBi, \(-17,94\) dB y 17,02 dB respectivamente. Los resultados muestran un incremento (decremento) evidente de la radiación directa (retroceso) en comparación con lo que se informa en la sección "Carga de resultados de implementación, simulación y medición". Esto sugiere que, en comparación con la bocina de plano H SIW convencional, la ganancia medida y F/B aumentan en 6,44 dB y 11,13 dB respectivamente, mientras que la SLL se reduce en 12,92 dB. Los patrones de radiación simulados de la estructura a \(f=29,5\) GHz y \(f=30,5\) GHz se muestran en la Fig. 14f,g con una ganancia de 9,33 dBi y 10,52 dBi respectivamente. Los resultados medidos de la contraparte se presentan en la Fig. 14h,i con la ganancia respectiva de 9,15 dBi y 10,24 dBi. Como los hologramas EM adjuntos son estructuras de ondas con fugas, sus respuestas dependen de la frecuencia. Esto significa que la dirección de los haces filtrados cambiará al barrer la frecuencia. El patrón del holograma se calcula a \(f=30\) GHz, por lo tanto, la estructura muestra su mejor rendimiento en esta frecuencia ya que los haces construidos están altamente alineados con el haz del objeto en esta frecuencia.

La figura 14j muestra la antena bajo prueba (AUT) en una cámara anecoica en la configuración de medición del patrón de radiación del plano H. El procedimiento de medición consiste en girar el AUT alrededor del eje de su soporte mientras está iluminado por una antena de referencia (una antena de bocina con características conocidas en nuestro caso). Luego, el sistema se calibra y la potencia recibida se captura en cada ángulo de rotación para derivar el gráfico del patrón de radiación en todo el rango de ángulos. Se repiten los mismos pasos para leer el patrón de radiación del plano E con el AUT girado \(90^{\circ }\) alrededor de su eje longitudinal como se indica en la Fig. 14j.

Rendimiento del prototipo final ensamblado. El simulado |archivo electrónico| patrón de distribución a 30 GHz en el corte del plano xz que cruza la mitad de la estructura para el caso de (a) sin y (b) con el conector. El patrón de radiación normalizado a 30 GHz: (c) simulado sin el conector, (d) simulado con el conector, (e) medido. El patrón de radiación simulado normalizado (considerando el conector) en (f) 29,5 GHz y (g) 30,5 GHz. La contraparte midió resultados en (h) 29,5 GHz y (i) 30,5 GHz. (j) La antena bajo prueba (AUT) en una cámara anecoica (medición del patrón de radiación del plano H).

Para tener una imagen clara de la influencia de cada componente de manipulación, las características de radiación correspondientes a la presencia de cada componente se resumen en la Tabla 2. Esto muestra que cuando las tiras de metal holográficas se agregan a la estructura de fase corregida (cargada por metal modulado a través de lente), la ganancia y F/B obviamente están mejoradas, pero los lóbulos laterales están ligeramente aumentados. Esto se debe a la redirección de SW en las losas que afecta tanto a los lóbulos principal como a los laterales. Sin embargo, la SLL final obtenida sigue siendo mucho mejor que la estructura original.

Como se mencionó anteriormente, el tamaño del holograma es un factor importante para obtener una respuesta adecuada. Esto significa que cuanto más grande sea la lámina del sustrato, mejor se formará la viga reconstruida. En nuestro caso específico, el tamaño de los hologramas es relativamente pequeño (ya que están confinados a los márgenes físicos de la bocina del plano H SIW), pero las métricas de radiación muestran claramente que la presencia de las ROE diseñadas es lo suficientemente productiva como para mejorar las características de la radiación.

En la Tabla 3 se presenta un estudio de comparación entre el trabajo propuesto con el estado del arte en antenas de bocina de plano H SIW manipuladas. Tenga en cuenta que en algunos de estos trabajos, se forma una matriz a partir de los elementos diseñados. Para tener una comparación significativa con otros trabajos, los datos informados en esos casos se corresponden con el rendimiento del elemento único relevante. Basado en este estudio, nuestra técnica híbrida empleada prácticamente puede ofrecer los siguientes puntos positivos sobre los otros trabajos; con un nivel moderado de complejidad de fabricación, resumiendo que para imprimir tres placas y unirlas, la técnica de manipulación propuesta es el único caso que mejora la ganancia, SLL y F/B en conjunto. La ganancia combinada lograda es mayor que la de todas las demás bocinas SIW que construyen un patrón de radiación de haz de abanico. En la Ref.16 se propone una antena de alta ganancia, sin embargo, esa estructura está diseñada para formar un haz de lápiz afilado (la apertura tiene forma en un formato 2D donde el grosor de la estructura se expande casi seis veces) que no es comparable con nuestra propuesta. antena de haz de abanico. Considerando la diferencia entre las características de radiación inicial y final, el SLL es el que más reduce en la estructura propuesta en comparación con otras obras.

Al manipular las ondas electromagnéticas dentro de la sección de destello de una bocina de plano H SIW, se obtiene una estructura de fase corregida. El método propuesto consiste en regular la fase en puntos de muestreo específicos mediante el uso de un conjunto de celdas unitarias. Cada celda unitaria contiene dos iris distanciados por \(\lambda _g/4\) a lo largo del eje longitudinal, mientras que el diámetro de las vías se modula y exhibe diferentes valores a medida que nos movemos a lo largo del eje transversal. Estas vías forman en su conjunto una lente que conduce a una apertura radiante que se beneficia de una distribución de fase casi uniforme, consiguiendo un mejor rendimiento en términos de ganancia y SLL.

Después de eso, se presenta un método basado en holografía para utilizar las ondas superficiales hacia atrás en las paredes anchas del cuerno del plano SIW H y dirigirlas hacia adelante para mejorar aún más la ganancia y disminuir el lóbulo posterior. Para realizar esto, se deriva un patrón de tiras metálicas y se imprime en un par de losas dieléctricas que luego se montan en ambas paredes anchas.

La conexión en cascada de los procedimientos antes mencionados crea una técnica híbrida capaz de mejorar simultáneamente las tres características de radiación de ganancia, SLL y F/B. La estructura está diseñada, fabricada y probada donde muestra su mejor rendimiento a la frecuencia prevista de 30 GHz sobre su ancho de banda de 1 GHz.

Los datos que respaldan los hallazgos de este estudio están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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El trabajo de O. Yurduseven fue financiado por Leverhulme Trust bajo el Research Leadership Award RL-2019-019.

Sede de los Centros de Innovación 5G y 6G, Instituto de Sistemas de Comunicación (ICS), Universidad de Surrey, Guildford, GU2 7XH, Reino Unido

Ali Araghi, Mohsen Khalily, Pei Xiao y Rahim Tafazolli

Escuela de Electrónica, Ingeniería Eléctrica e Informática, Centro de Innovación Inalámbrica, Queen's University Belfast, Belfast, BT3 9DT, Reino Unido

Okan Yurduseven

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AA propuso la idea principal de este trabajo y escribió el documento. MK y OY comentaron técnicamente el documento y lo revisaron. PX y RT revisaron el manuscrito.

Correspondencia a Ali Araghi.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Araghi, A., Khalily, M., Yurduseven, O. et al. Manipulación de onda guiada en antena de bocina de plano H SIW mediante la combinación de corrección de fase y fuga basada en holografía. Informe científico 12, 11234 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-15123-8

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Recibido: 06 Abril 2022

Aceptado: 20 junio 2022

Publicado: 04 julio 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-15123-8

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